Как увеличить выходной ток стабилизатора

Как увеличить выходной ток стабилизатора

Способы увеличения выходного тока стабилизатора

Большая часть усилительных схем, которые применяются в осциллографах и аудиоаппаратуре, относится к классу А, поэтому они характеризуются почти неизменной величиной потребляемого тока. Одной из функций стабилизатора напряжения является поддержание постоянного значения выходного напряжения при изменениях тока нагрузки, однако, если ток нагрузки меняется очень незначительно, то тогда большая часть затрачиваемой стабилизатором энергии тратится непроизводительно. Например, стабилизатор предназначен для нагрузки с током в рабочей точке, составляющим 100 мА, однако, при определенных обстоятельствах ток может возрасти до 150 мА, либо упасть до 50 мА. Можно рассчитать схему стабилизатора, предназначенного для тока в 150 мА, однако, это, скорее всего, потребовало бы использовать более мощную проходную лампу. Вместо этого можно зашунтировать последовательно включенную проходную лампу стабилизатора резистором, который позволит протекать лишним 50 мА тока непосредственно в нагрузку. В этом случае при полной нагрузке проходная лампа должна будет пропускать ток величиной всего 100 мА. Однако, когда ток нагрузки будет составлять 50 мА, то требуемое значение тока будет обеспечиваться только за счет шунтирующего резистора, но при этом может возникнуть опасность для стабилизатора выпасть из режима стабилизации. Поэтому, последнее условие накладывает ограничение на максимальное значение тока, который может быть пропущен через шунтирующий резистор.

Введение в схему шунтирующего резистора несколько увеличивает уровень пульсаций, так за его счет происходит ввод части несглаженного высоковольтного напряжения в схему, однако, в силу того, что выходное сопротивление стабилизатора напряжения не превышает, как правило, величины 1 Ом, действие делителя напряжения значительно ослабляет добавляемую часть пульсаций.

В качестве примера на рис. 6.38 приводится схема, в которой использованы два способа модификации схемы стабилизатора.

Однако для стабилизатора напряжения характерны и некоторые другие особенности, позволяющие улучшить его рабочие характеристики.

Как указывалось ранее, применение неоновой газоразрядной лампы в качестве источника опорного напряжения характеризуется очень высоким уровнем шумов, однако, так как выбор был остановлен на использовании дифференциального усилителя, неоновая лампа будет работать на входе высоким значением сопротивления, поэтому для снижения шума можно ввести в схему фильтр. Конденсатор, который прежде включался параллельно источнику опорного напряжения, был удален из схемы из-за опасности, что он вызовет генерацию при возбуждении выбросами (скачками) напряжения (ранее они подавлялись за счет резистора r_k самой лампы). Более того, ток, протекающий по неоновой лампе-стабилитрону, служащей источником опорного напряжения, был уже стабилизирован до предпочтительного значения рабочего тока, в силу чего скачки окажутся минимальными.

Анодные напряжения ламп типа ЕСС83, используемых в схеме дифференциального усилителя, составляют 209 В, и, хотя казалось бы, что вполне возможно было бы подать эти напряжения непосредственно на сетку пентода EF91, при этом оказалось бы, что необходимые напряжения на катоде составили бы примерно 213 В. Это не только вызвало бы проблемы, связанные с большим значением напряжения между катодом и подогревателем V_hk, но также снизило бы коэффициент усиления за счет необходимости иметь высокое значение сопротивления для резистора R_k. Чтобы уменьшить влияние данной проблемы, значение катодного напряжения V_k было уменьшено до точно такого же значения, которое использовалось для питания катодов лампы ЕСС83, что позволило также использовать для них общий источник питания. Можно было бы просто подключить катодный резистор на землю, однако, делитель напряжения, включенный параллельно стабилизированному выходу, может устанавливать необходимое значение напряжения и обеспечивать значительно меньшее значение выходного сопротивления эквивалентной схемы замещения Тевенина (15 кОм по сравнению с сопротивлением 800 кОм). Принципиальная роль данного резистора заключается в том, что он снижает общее усиление каскада, поэтому необходимо как можно меньшее значение сопротивления для того, чтобы обеспечить максимальное значение усиления с разомкнутой петлей обратной связи в стабилизаторе напряжения.

Рис. 6.38 Оптимизированная схема лампового стабилизатора напряжения

Для связи анода лампы ЕСС83 с лампой EF91 необходимо использовать делитель напряжения, чтобы снизить напряжение с 209 В до значения 90 В, таким образом приносится в жертву примерно 7 дБ усиления по постоянному току петли с разомкнутой обратной связью. Однако данная жертва является полностью оправданной, так как коэффициент усиления восстанавливается быстрее за счет снижения напряжения V_k (и снижения локальной обратной связи) на лампе EF91 по сравнению с той потерей, которая вызвана делителем напряжения. В конце концов, выбор величины напряжения V_k обычно определяется величиной предельного напряжения между катодом и подогревателем, V_hk. Тем ни менее, можно восстановить усиление по постоянному току, если параллельно верхнему резистору включить конденсатор.

У лампы ЕСС83 дифференциального усилителя имеется вывод, через который задается постоянная по величине токовая нагрузка. Если бы использовался источник питания с симметрично распределенными шинами, то можно было бы просто использовать общий резистор цепи питания дифференциального усилителя, имеющий большое значение сопротивления, подключенный к противоположенному источнику питания, однако в случае общего источника питания необходимо использовать элемент, задающий постоянную токовую нагрузку.

В итоге, из-за сильно возросшего коэффициента усиления разомкнутой петли обратной связи стабилизатор напряжения имеет намного меньшее значение выходного сопротивления по постоянной составляющей, чем это было раньше (менее 10 МОм), поэтому он должен иметь соответствующе большое значение шунтирующего конденсатора, чтобы обеспечить низкое значение выходного импеданса на высоких частотах. Электролитический конденсатор с низким значением эквивалентного последовательного сопротивления, предназначенный для использования в импульсных источниках питания, является идеальным вариантом.

Как можно видеть из изложенного материала, очень многое может быть сделано для улучшения работы схемы лампового стабилизатора напряжения, однако все это достигается за счет значительного усложнения исходной схемы.

Хотя для создания звуковоспроиз-водящей системы можно пойти по пути проектирования отдельных каскадов и последующего их объединения в единое целое, однако для каждого каскада будет необходимо высоковольтное напряжение, которое было бы разумным брать от единого для всех каскадов источника питания. Ни один источник питания не обладает на практике нулевым выходным сопротивлением, хотя сети питания переменного тока можно рассматривать таковыми в качестве достаточно хорошего приближения.

Создание общего источника питания с ненулевым значением выходного сопротивления имеет критически важное значение, так как это подразумевает, что если конкретный каскад звуковоспроиз-водящей системы потребляет не постоянный по величине ток (в соответствие с изменением звукового сигнала), на внутреннем сопротивлении источника питания будет возникать падение переменного напряжения. Хотя это напряжение и будет уменьшено за счет коэффициента режекции источника питания индивидуального каскада, это напряжение всегда будет присутствовать на входе каждого из всех остальных каскадов, а в случае, если коэффициент усиления между каскадами имеет значительную величину (как это, например, наблюдается для каскада частотной коррекции RIAA) пока коэффициент режекции источника питания мал, то затем коэффициент усиления петли, замкнутой через источник питания, может возрасти до значения, превышающего единицу, что приведет к режиму самовозбуждения (автогенерации).

Для обеспечения устойчивой работы усилителя, необходимо исключить попадания выходного сигнал любого каскада усиления в цепи питания других усилительных каскадов. Для этой цели в схемы каскадов вводятся дополнительные блокировочные элементы и развязывающие (демпфирующие) цепи. Это позволяет улучшить коэффициент реакции источника питания.

В традиционной схеме межкаскадного фильтра используется шунтирующий конденсатор для того, чтобы согласовать сопротивление источника (точнее говоря, его комплексное сопротивление — импеданс), что приводит к увеличению импеданса источника на нижних частотах в соответствие с выражением:

Увеличение выходного напряжения и максимального тока при помощи последовательного соединения изолированных преобразователей семейства μModule

Авторы статьи

Хесус Росалес (Jesus Rosales) Вилли Чан (Willie Chan) Перевод: Владимир Рентюк

(Опубликовано в журнале «Вестник Электроники» №4 2014)

Изолированные преобразователи μModule компании Linear Technology представляют собой компактные решения для систем питания с изолированными контурами заземления. Устройства используют архитектуру обратноходовых преобразователей (Flyback Converter), в которой максимальный выходной ток зависит как от входного, так и от выходного напряжения. Хотя собственный диапазон выходного напряжения преобразователей μModule ограничен максимальным значением в 12 В, существует решение, позволяющее увеличить не только выходное напряжение, но и выходной ток вторичных источников питания, выполненных на их основе. Столь простое решение предусматривает последовательное включение вторичных цепей двух или более изолированных преобразователей μModule.

Рис. 1. Типовая зависимость максимального выходного тока преобразователя от входного напряжения

Рис. 2. Два преобразователя μModule типа LTM8057 с выходами, соединенные последовательно и предназначенные для обеспечения выходного напряжения 10 В с максимальным током 300 мА и входным напряжением 20 В

Для того чтобы продемонстрировать такой подход к дизайну схемотехнического решения, возьмем в качестве примера вариант схемы на модулях LTM8057 и LTM8058, которые отвечают требованиям стандарта UL60950 и имеют электрическую прочность изоляции между входом и выходом не менее 2 кВ AC. Этот же подход может быть применен и к преобразователям LTM8046, LTM8047 и LTM8048. Предположим, что при входном напряжении 20 В нам не-обходимо обеспечить выходное номинальное напряжение равным 10 В при токе нагрузки до 300 мА. Согласно графику, приведенному на рис. 1 и описывающему зависимость максимального выходного тока преобразователя LTM8057 от уровней его входного и выходного напряжений, мы видим, что сам по себе преобразователь LTM8057 является недостаточным для выполнения необходимых нам требований при заданных условиях в части входного и выходного напряжений.

Тем не менее при входном напряжении, равном 20 В, преобразователь LTM8057 обеспечивает выходной ток на уровне 300 мА, но лишь при выходном напряжении 5 В. Таким образом, решение очевидно, поскольку выходное напряжение преобразователя изолировано от входного, то для достижения заданного выходного напряжения, равного 10 В при токе 300 мА, выходы двух преобразователей типа LTM8057 с предустановкой выходного напряжения в 5 В могут быть просто соединены последовательно (рис. 2).

Решение, приведенное на рис. 2, можно использовать и для увеличения диапазона выходного напряжения, когда требуется выходное напряжение выше, чем максимальное в 12 В. Этого удается достичь, устанавливая значение регулирующих выходное напряжение резисторов цепи обратной связи таким образом, чтобы обеспечить, например, номинальное выходное напряжение, равное 7,5 В. При последовательном соединении двух таких преобразователей их суммарное выходное напряжение возрастет до 15 В. Максимальный выходной ток для данного варианта схемотехнического решения с выходным напряжением 15 В будет тот же самый, что и для единичного устройства, выполненного на базе преобразователя напряжения μModule, с выходным напряжением 7,5 В (рис. 3).

Рис. 3. Два преобразователя μModule типа LTM8057 с последовательно соединенными выходами для варианта схемы с выходным током более 160 мА при выходном напряжении 15 В и входном напряжении 12 В

Рис. 4. Два преобразователя μModule типа LTM8058, включенные последовательно через V OUT2 , для варианта с выходным напряжением в 10 В

Схема, приведенная на рис. 2, позволяет реализовать еще один – третий из возможных вариантов ее использования, а именно сформировать двуполярное выходное напряжение с общим заземлением. Точка возврата тока (return node), на схемах обозначенная как RTN или более привычная для нас под названием «общий провод», делается общей для обоих выходов с подключением в средней точке (имеется в виду общая точка подключения конденсаторов С2 и С5. – Прим. переводчика). При таком включении схема на рис. 2 будет иметь выходы с напряжениями +5 и –5 В с общим контуром заземления во вторичной цепи. При необходимости каждый выход схемы можно настроить на свою величину выходного напряжения, поскольку выходные напряжения для каждого преобразователя устанавливаются независимо.

Возможности изолированных преобразователей μModule расширяются без какого-либо ухудшения их выходных шумовых характеристик, выполняется это добавлением одного или более дополнительных изолированных преобразователей с последовательным включением их выходных цепей.

Малый уровень собственных шумов, который является неоспоримым преимуществом преобразователя LTM8058 со встроенным компенсационным стабилизатором напряжения и малым собственным падением напряжения, так называемым LDO-стабилизатором (англ. LDO – Low Drop Out), может сохраняться и при последовательно соединенных выходах нескольких преобразователей. На рис. 4 показана схема для двух преобразователей типа LTM8058 с использованием такого включения через выход Vout2, то есть относительно выходов внутреннего LDO-стабилизатора, соединенных последовательно для получения выходного напряжения в 10 В. На рис. 5 показан выходной спектр шумов LTM8058 под нагрузкой 100 мА при выходном напряжении 10 В с использованием выходов LDO-стабилизаторов напряжения, соединенных последовательно (рис. 4, дано схематично), а также вариант с применением прямых вы-ходов непосредственно обратноходового преобразователя (без стабилизатора), также соединенных последовательно.

Комментарий специалиста

Александр Федоров, инженер по внедрению PT Electronics,

В данной статье показан весьма простой и эффективный способ масштабирования и расширения возможностей DC/DC-узла. Ситуация разобрана на примере изолированных DC/DC-модулей от Linear Technology, которые благодаря продуманной топологии позволяют наращивать выходной ток и (или) напряжение самым прозаичным методом.

Рис. 5. Спектр шумов двух преобразователей типа LTM8058 с выходным напряжением 10 В при токе нагрузки 100 мА в варианте включения: а) с последовательным соединением относительно выходов внутреннего компенсационного стабилизатора; б) с использованием прямых выходов непосредственно обратноходового преобразователя

Преобразователи μModule компании Linear Technology обеспечивают простые и компактные решения для изолированных источников питания с регулируемым выходным напряжением. Представленные здесь решения на базе преобразователей LTM8057 и LTM8058 с успехом демонстрируют, что возможности отдельных преобразователей типа μModule в части их выходных каскадов могут быть легко увеличены путем добавления одного или более таких изолированных преобразователей с их последовательным включением по выходам, при этом они сохраняют свои выходные шумовые характеристики на прежнем уровне.

Каталог радиолюбительских схем

СДВОЕННЫЙ ДВУПОЛЯРНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ

Применение операционных усилителей в стабилизаторах напряжения позволяет значительно уменьшить их выходное сопротивление и увеличить коэффициент стабилизации. В журнале “Радио”, в выпусках “В помощь радиолюбителю” неоднократно описывались подобные источники. Но они чаще всего позволяют получать стабилизированное напряжение, регулируемое лишь в небольших пределах.

В радиолюбительской практике нередко возникает необходимость иметь один или два универсальных источника питания с широким диапазоном регулировки выходного напряжения. К сожалению, описываемые в печати источники питания обычно не позволяют получать выходное напряжение ниже напряжения стабилизации опорного стабилитрона.

Стабилизатор, упрощенная схема которого приведена на рис. 1, а, свободен от этого недостатка. В нем выходное напряжение поддерживается таким, чтобы напряжение, которое снимается с делителя R1R2 и подается на неинвертирующий вход операционного усилителя (ОУ) МС1, было равно напряжению на его инвертирующем входе, т. е. равно нулю. При этом напряжение, снимаемое с выхода ОУ, будет достаточно для поддержания режима работы транзисторов Т1 и Т2, которые обеспечивают необходимое выходное напряжение. Увеличение (уменьшение) выходного напряжения вызывает увеличение (уменьшение) напряжения на неинвертирующем входе ОУ, что приводит к увеличению (уменьшению) тока базы транзистора Т2 и, в свою очередь, вызывает уменьшение (увеличение) выходного напряжения до тех пор, пока на неинвертирующем входе ОУ оно не будет равно нулю.

Приравняв напряжение на неинвертирующем входе к нулю, получим следующее выражение для напряжения на выходе стабилизатора:

где Uоп — опорное напряжение.

Можно использовать включение регулирующего транзистора T1 по схеме, показанной на рис. 1, б. Здесь нагрузка Rн включена в коллекторную цепь регулирующего транзистора T1. Напряжение с делителя R1R2 необходимо подавать на инвертирующий вход микросхемы.

Уменьшение сопротивления нагрузки, подключенной к выходным зажимам стабилизатора, вызывает уменьшение выходного напряжения, а значит и напряжения, подаваемого на вход операционного усилителя. Это изменение напряжения, усиленное в несколько тысяч раз, воздействует на транзистор Т2, заставляя его открываться. При этом увеличивается и ток базы, и коллектора транзистора T1, что приводит к увеличению напряжения на нагрузке. Условия для статического состояния напряжения на выходе аналогичны стабилизатору по предыдущей схеме.

Сравнивая стабилизаторы, выполненные по схемам рис. 1, а и б, можно сделать вывод, что мощность, рассеиваемая на транзисторах T1, у них одинаковая. О транзисторах Т2 этого сказать нельзя. В первом случае мощность, выделяемая на транзисторе Т2, определяется напряжением на коллекторе этого транзистора, равным выходному напряжению стабилизатора, и током коллектора, который в основном проходит через резистор R3. Эта мощность рассеивается постоянно и не зависит от тока нагрузки. Во втором стабилизаторе мощность, выделяемая на транзисторе 72, определяется питающим напряжением Uвх и током базы транзистора T1, сила которого пропорциональна силе тока нагрузки.

В стабилизаторе, изображенном на рис. 1, а, желательно, чтобы для управления током базы транзистора T1 использовался весь ток транзистора Т2, поэтому сопротивление резистора R3 должно быть больше, чем входное сопротивление транзистора T1. В этом случае при небольшом токе нагрузки транзистор T1 работает в режиме, близком к режиму с “отключенной базой”, и через него постоянно протекает ток, который равен (h21э—1) Iкбо. При этом регулирующий транзистор должен быть кремниевый, так как германиевый из-за значительного обратного тока коллектора Iкбо не позволит получать малые выходные напряжения, особенно при небольшой силе тока нагрузки.

Как уже говорилось, напряжение на выходе стабилизатора определяется сопротивлением резисторов R1 и R2 и опорным напряжением U оп . Стабильность устройства в целом также будет определяться стабильностью источника опорного напряжения. Но так как этот источник нагружен на резисторы R1 и R2, сопротивления которых могут быть довольно большими, то требования к нагрузочной способности весьма низкие (например, параметрический стабилизатор).

Если коэффициент стабилизации источника питания лежит в пределах от 10 до 100, то в источнике опорного напряжения достаточно одного стабилитрона. Для более высокой стабильности можно применить двухступенчатый параметрический стабилизатор напряжения (рис. 2, а). Первая его ступень выполнена на стабилитронах Д1 и Д2, вторая на стабилитроне ДЗ. Этот же источник можно использовать и для питания микросхем, если его опорное напряжение будет соответствовать питающему напряжению этих микросхем.

Защиту стабилизированного источника питания от перегрузок и ограничение его выходного тока можно сделать по схеме, приведенной на рис. 2, б. С увеличением силы тока, потребляемого нагрузкой, увеличивается падение напряжения на резисторе R4. Когда это напряжение превысит некоторый порог, транзистор Т1 откроется и будет шунтировать резистор R1, что приведет к уменьшению выходного напряжения. При уменьшении тока нагрузки транзистор Т1 закроется.

Предлагаемый сдвоенный двуполярный блок питания, в котором используются операционные усилители, представляет собой два независимых источника питания. Каждый из них позволяет получить стабилизированное напряжение, регулируемое от 0 до 35 В, а при последовательном соединении — от 0 до 70 В. Ограничитель выходного тока — пятипредельный: 10, 50, 100 мА, 0,5 и 1 А. При токе нагрузки 0,5 А коэффициент стабилизации устройства равен 10000. Температурный дрейф выходного напряжения не превышает 0,1% в диапазоне температур от —10 до +30° С. Пульсации выходного напряжения при_токе нагрузки 0,5 А не более 1 мВ. Выходное сопротивление не более 0,02 Ом.

Структурная схема сдвоенного двуполярного источника питания приведена на рис. 3. Он состоит из общего выпрямителя 1, источника опорного напряжения 2, двух стабилизаторов напряжения 3 и 4 с ограничителями выходного тока и вольтметра 5, позволяющего измерять выходное напряжение как в каждом канале, так и суммарное напряжение двух каналов.

Принципиальная схема блока питания показана на рис. 4. О принципе работы его отдельных узлов рассказано выше. Резисторы R8, R24 необходимы Для предохранения входных каскадов микросхем МС1 и МС2 от пробоя высоким напряжением в аварийных ситуациях. Резистор R9 подгружает стабилизатор в режиме холостого хода при малых нагрузках, чем и гарантирует устойчивость работы стабилизатора.

Роль вольтметра ИП1 выполняет миллиамперметр на ток 1 мА с добавочными резисторами R35 и R36. Переключатель В5 позволяет измерить напряжение либо обоих каналов сразу (при этом вся шкала соответствует напряжению 80 В), либо каждого канала отдельно (шкала прибора соответствует 40 В). Во втором случае выбор измеряемого канала осуществляется переключателем ВЗ. Переключателем В4 изменяют чувствительность прибора в 4 раза.

Конструкция и детали двуполярного блока питания показаны на рис. 5—7. Роль задней стенки выполняет радиатор 6 с площадью поверхности около 1500 см 2 , на котором через тонкие слюдяные прокладки укреплены транзисторы Т1 и Т5. На внутренней стороне радиатора находится трансформатор питания Tp1, помещенный в металлический экран 7. При помощи четырех стяжек 5 радиатор связан с лицевой панелью 1, на которой расположены все переключатели, измерительный прибор, индикаторная лампочка Л1, выходные гнезда-зажимы и переменные резисторы R17, R34. Резисторы R18, R19, R35 смонтированы на переключателях ВЗ, В4 и В5,

а R11 — R14 и R8 — R32 — на переключателе В2. К верхним стяжкам зажимами 3 прижата плата 2 размерами 90 X 55 мм с деталями источника опорного напряжения (показано на рис. 6) и плата 4 размером 90 X 30 мм, на которой расположены: транзисторы Т2, Т6, резисторы R16, R26 и закреплены проводники выводов транзисторов Т1 и Т5. На уголковой стойке 9, прикрепленной к задней стенке и нижней стяжке 5, расположены плата 10 (рис. 7) размерами 90 X 55 мм, на которой смонтированы операционные усилители и ограничители тока, а также плата 8 с конденсаторами С1, С6 и диодами Д1 — Д4 выпрямителя.

Резисторы R11 — R14 и R29 — R32 БЛП-0,1 (или самодельные проволочные), остальные — МЛТ. Электролитические конденсаторы К50-6, остальные—КМ5 или КМ6. Измерительный прибор ИП1 на ток полного отклонения стрелки 1 мА. При использовании другого прибора необходимо подобрать резисторы R18, R19, R35 и R36. Трансформатор питания типа ТА 125-127/220-50. Его можно заменить самодельным с такими данными: площадь поперечного сечения магнитопровода не менее 6 см 2 ; обмотка I—1200 витков провода ПЭВ-1 0,27, обмотка II — две секции по 170 витков провода ПЭВ-1 0,8, обмотка III — 37 витков провода ПЭВ-1 0,1.

При безошибочной сборке и исправности деталей источник питания не требует настройки. Если, однако, появится паразитная высокочастотная генерация, устранить ее можно включением между пятым и девятым выводами (между выходом и инвертирующим входом) операционных усилителей конденсаторов емкостью 3000—10 000 пФ.

Расчет параметрического стабилизатора

Схема простейшего параметрического стабилизатора на стабилитроне и резисторе показана на рисунке 1.
Входное Uвx напряжение такого стабилизатора должно быть существенно выше напряжения стабилизации Ucт стабилитрона VD1. А чтобы VD1 не вышел из строя стоит токоограничительный постоянный резистор R1.
Выходное напряжение (Uвых) будет равно напряжению Ucт, а с выходным током ситуация сложнее. Дело в том, что у каждого стабилитрона есть некий диапазон стабилизированого рабочего тока через него; например, минимальный — Iстmin = 5 mА, а максимальный — Iстmax = 25 mА. Если мы подключаем на выходе такого стабилизатора нагрузку, то часть тока начинает протекать через неё. И величина максимального значения этого тока нагрузки Iн будет зависеть и от сопротивления R1 и от Iстmin стабилитрона, — максимальный Iн будет уменьшен на Iстmin стабилитрона. Получается, что чем меньше сопротивление R1, тем больше ток можно отдать в нагрузку стабилизатора.
В то же время, токоограничение через R1 не должен быть больше Iстmax. Так как, во-первых, VD1 необходим некий запас на поддержания напряжения на выходе стабильным, а во-вторых, VD1 может выйти из строя при превышении Iстmax, что может при отключении нагрузки или её работе на режиме с низким токовым потреблением. Стабилизатор по такой схеме очень не эффективен и годится для питания только цепей, потребляющих не более величины Iстmax. Поэтому стабилизаторы как на рис.1 используются только в стабилизаторах с небольшой токовой нагрузкой.

Если нужно обеспечить более-менее значительный Iн стабилизатора и снизить его влияние на стабильность нужно усилить выходной Iст при помощи VT1, включенного по схеме эмиттерного повторителя (рис.2).
Максимальный Iн данного стабилизатора определяется по формуле:
Iн = (Iст — Iстmin)·h21э,
где:
Iст.ср — средний ток стабилизации используемого VD1,
h21э — коэффициент передачи тока базы VT1.
Например, если использовать:
стабилитрон КС212Ж (Iст = (0,013-0,0001 )/2 = 0,00645А),
транзистор КТ815А (с h21э = 40),
мы сможем получить максимальный Iн от стабилизатора как на рис.2:
Iн = (0,006645-0,0001)·40 = 0,254 А.
К тому же, при расчетах Uвых нужно учитывать, что оно будет на 0,65V ниже Uст, потому что на кремниевом транзисторе падает около 0,6-0,7V (примерно берут 0,65V).
Попробуем рассчитать стабилизатор по схеме на рисунке 2. Возьмем такие исходные данные:
Uвх = 15V,
Uвых = 12V,
Iн = 0,5А.
Возникает вопрос, что выбрать, — стабилитрон с большим Iст.ср или транзистор с большим h21э?
Если имеется КТ815А с h21э = 40, то, следуя формуле Iн = (Iст — Iстmin)·h21э, потребуется VD1 с разницей Iст.ср и Iст.мин — 0.0125А. По напряжению он должен быть на 0,65V больше Uвых, т.е. 12,65V.
Попробуем подобрать по справочнику. Вот, например, КС512А:
Uст = 12V,
Iстmin = 1 mА,
Iстmax = 67 mА.
Т.е. Iст.ср = 0,0ЗЗА.
В общем подходит, но Uвых будет не 12V, a 11,35V. А нужно 12V. Остается либо искать стабилитрон на 12,65V, либо компенсировать недостаток напряжения кремниевым диодом, включив его последовательно с VD1 как показано на рисунке 3.
Теперь вычисляем сопротивление R1:
R = (15 -12) / 0.0125А = 160 Ом.
Несколько слов о выборе транзистора стабилизатора по мощности и максимальному току коллектора (Iк.max).
Iк.max должен быть не менее максимального Iн. В нашем случае — не менее 0,5А. А мощность должна не превышать максимально допустимую. Рассчитать мощность можно по следующей формуле:
Р=(Uвх — Uвых) Iвых.
В нашем случае: Р = (15-12)0,5=1,5W.
Таким образом, Iк.max должен быть не менее 0,5А, а Рmax не менее 1.5W. Выбранный КТ815А подходит с большим запасом (Iк.max.=1,5А, Рmax.=10W).

Увеличить выходной ток стабилизатора без увеличения тока через стабилитрон можно только увеличив транзисторный h21э. Это можно сделать если вместо одного транзистора использовать два, включенных по составной схеме (рис.4).
При таком включении общий h21э будет примерно равен произведению h21э обоих транзисторов. VT1 берут маломощный, а VT2 на мощность, соответствующий нагрузке. Все рассчитывается примерно так же, как и в стабилизаторе по рисунку 3. Но теперь у нас в стабилизаторе два кремниевых транзистора, поэтому выходное напряжение снизится не на 0,65V, а на 1,3V. Это нужно учесть при выборе VD1, — его Uст (при использовании кремниевых транзисторов) должно быть на 1,3V больше требуемого Uвых.
К тому же появился резистор R2. Его назначение — подавлять реактивную составляющую VT2, и обеспечивать надежную реакцию транзистора на изменение напряжения на его базе. Величина этого сопротивления слишком уж существенного значения не имеет, но и за пределы разумного выходить не должна. Обычно его выбирают примерно в 5 раз больше сопротивления R1.

РК 2017/11
«Упрощенный расчет параметрического
стабилизатра напряжения на транзисторах».