Schetchiksg.ru

Счетчик СГ
0 просмотров
Рейтинг статьи
1 звезда2 звезды3 звезды4 звезды5 звезд
Загрузка...

Стабилизатор тока из atx

Стабилизатор тока из atx

Блок питания из БП АТХ с ограничителем тока, без шунта

Автор: Shpionus (Евгений Сокач)
Опубликовано 04.01.2021
Создано при помощи КотоРед.

При переделке компьютерных АТХ блоков питания в «лабораторные», для точной стабилизации выходного тока, обычно используются шунты в минусовом выходном проводе.
Недостаток такого способа в противоречивости параметров шунта. С одной стороны его сопротивление должно быть достаточно низким, чтобы при максимальном токе через него, он не грелся выше допустимого, и имел не слишком большие габариты. С другой стороны, если его сопротивление будет слишком низким, то мы будем ограничены в минимально возможном стабилизируемом токе, так как падение напряжения на шунте, в этом случае, окажется сравнимым с уровнем шумов усилителей ошибки ШИМ контроллеров, или массовых операционных усилителей.
Для универсального «лабораторного» блока питания на базе АТХ, самым оптимальным, на мой взгляд, является сопротивление шунта в 0,05 Ом.
В этом случае, при максимальном токе в 10 Ампер, падение напряжения на шунте, составит 0,5 Вольт, и мощность рассеивания 5 Ватт.
При токе в 0,1 Ампер, падение напряжения составит соответственно 5 мВ. 0,01 Ампер, уже 500 мкВ. У популярного в переделках ШИМ контроллера TL494 (KA7500), на сотнях микровольт, уже наблюдается неточность в стабилизации. В прочем диапазон 10мА — 10А вполне достаточен для универсального блока. Токи ниже 10 мА, стабилизировать в импульсном АТХ блоке, уже нерационально, для этого лучше подходят линейные стабилизаторы.
В прочем, при 10 Амперах, рассеиваемая мощность в 5 Ватт, уже не является пустяковой. Нужно думать о месте расположения этого шунта, и о стабильности его сопротивления во времени (в начале работы, пока он ещё холодный, и через время, когда его температура стабилизируется на неком «горячем» уровне). Тут уже обычные любительские шунты в виде медной дорожки на плате или куска медного провода, будут давать определённое снижение тока по мере прогрева шунта. А если от этого шунта получает сигнал ещё и амперметр, то мы будем им обмануты в плане того что ток он будет показывать неизменный, в то время как на самом деле он будет снижаться. Тут приемлемым может быть только шунт из термостабильного металла, типа манганина.
В том же случае, если мы планируем получить от блока ток более 10 Ампер, противоречие в параметрах шунта, станет ещё сильнее.
Практический пример, вздумалось мне сделать из старого АТХ’а, блок питания для шуруповёрта. Блок был на 300 китайских ватт. Регуляторов я делать в нём не собирался, нужно просто постоянно +12В. Защиту решил оставить штатную. Они обычно рассчитываются на ту мощность которая и указана на корпусе блока. То, что это мощность, которую можно потреблять кратковременно, так называемая пиковая, Китайцы конечно скромно умалчивают. При 12 Вольтах, защита срабатывает при токе 20 с лишним Ампер. Казалось бы, для шуруповрёта хвтатит. Но.
Если включить шуруповёрт через амперметр, то видно, что при холостом ходе и даже при не значительных нагрузках, ему и 10 Ампер хватит, и только если затягивать шурупы в дерево, или сверлить сверлом на 10, до срабатывания «трещётки», ток может зайти и за 20 Ампер.
Словом, от такого блока шуруповёрт вполне приемлемо работает, если не тормозить его до почти полной остановки при полностью нажатой кнопке регуляторе, Иначе блок таки «уходит в защиту». Иногда это наблюдается и при очень резком нажатии на кнопку, когда мотор раскручивается не плавно, за счёт регулятора скорости вращения, а за короткое время получает все 12 Вольт, тоже при этом срабатывает защита.
Однако данный блок был уже сильно удешевленный Китайцами, в частности радиаторы были совсем тонкими. А тут на глаза мне попался другой блок, не знаю, на какую мощность, но явно меньше чем 300 Ватт. Сетевые конденсаторы 2 по 220 мкФ, главный трансформатор совсем мелкий 21х29х24 мм. Выходные диоды FR302 или что-то такое. Но зато радиаторы толстые! Думаю, хорошо бы его применить, и без вентилятора, как раз нагрузка кратковременная, и больший промежуток времени не значительная. Как раз радиаторы не будут успевать перегреваться. Триггерную защиту пришлось спаять отдельно, так как родная была неразрывно связана с монитором выходных напряжений, и при удалении всего лишнего, сохранить защиту не было возможности. Новую настроил на 15 Ампер, при 12 Вольтах. знаю что для пары FR302 (2х3А = 6 Ампер) это более чем в два раза превышает опустимый для них, но опять же это будет кратковременный ток, постоянно столько потребляться не будет. Спаял, включил. Плавно нажимаю кнопку шуруповёрта, крутится. Нажимаю до упора, работает. Отпускаю. Нажимаю повторно, но резко. Срабатывает защита! Следовательно, при резком нажатии пусковой ток подскочил выше 15 Ампер. Ну для моего шуруповёрта это нормально, да и думаю не только для моего. Та же картина и при попытке остановить патрон шуруповёрта до срабатывания трещётки — срабатывание защиты. Думаю, что делать? Настроить защиту на 20 Ампер? Точно выходные диоды «вылетят». При пользовании шуруповёртом, я же не буду на амперметр всё время смотреть!? Городить для этого блока, стабилизатор тока? Чтобы при превышении скажем 10 Ампер, снижалось выходное напряжение? Придётся шунт ставить.

Читайте так же:
Автомобильный стабилизатор напряжения тока

Так я придумал альтернативное решение, ограничение тока, без шунта, по сигналу датчика перегрузки первичной обмотки! По тому датчику на среднем отводе управляющего трансформатора, с которого снимается сигнал на триггер защиты. Не думаю что идея сильно уж эксклюзивная, и никто до меня такого не делал, хотя я таки не встречал такого решения.

По сути, идея в том чтобы просто взять сигнал на второй усилитель ошибки, не с шунта на выходе, а с этого датчика защиты по мощности. (Току первичной обмотки).
Но в том то и дело, что этот сигнал, являясь сигналом тока первичной обмотки главного трансформатора, не является сигналом ВЫХОДНОГО тока! Так как если при разных выходных напряжениях, потреблять один и тот же ток, то ток первичной обмотки одинаковым не будет, а будет выше при более высоком выходном напряжении, при том же выходном токе. Прямой пропорциональной зависимости там нет, так как ток первичной обмотки ещё зависит от ВХОДНОГО напряжения, и от КПД всей силовой части в целом. Но, грубо говоря, можно считать, что сигнал тока первичной обмотки трансформатора на защиту, является пропорциональным мощности на выходе блока.
Таким образом, если мы этот сигнал подадим (через делитель и интегратор, разумеется) на второй усилитель ошибки TL494 (KA7500), то такая система будет стабилизировать состояние близкое с постоянной мощности на выходе! Это значит что если у нас на выходе стабилизированные +12В, и мы настроим ток срабатывания системы на 10 Ампер (120 Ватт) то при дальнейшем увеличении нагрузки, выходное напряжение ожидаемо начнёт снижаться, но ток продолжит расти, для сохранения мощности в 120 Ватт. И когда напряжение снизится в два раза, скажем до 6 Вольт, то ток при этом окажется уже не 10 а 20 Ампер! А при коротком замыкании. Нет, ток, конечно, не будет безконечным, так как даже теоретически у блока есть конечный КПД, и на проводах, дросселе, диодной сборке, имеется определённое падение напряжения. Если его принять, скажем, за 1 Вольт, то для мощности 120 Ватт, ток понадобится 120 Ампер! Не знаю, достигнет ли он таких значений на практике, но то, что сетевые транзисторы очень быстро «взорвутся» в этом я не сомневаюсь.
Таким образом, нам нужно чтобы при сигнале с датчика близком к соответствию выходной мощности, наша система стабилизировала на выходе именно ток! Этого можно достичь, если опорное напряжение на второй вход второго усилителя ошибки, снижать вместе со снижением выходного напряжения блока, да в такой пропорциональности, чтобы выходной ток оставался бы неизменным.
Компенсирующий сигнал, должен быть не полностью пропорционален выходному, а так чтобы не было не недокомпенсации, не перекомпенсации, для этого его нужно смешать с неким опорным сигналом, к примеру с опорными +5 Вольт на 14 выводе TL494 (KA7500).
При нулевом напряжении на выходе блока (скажем при коротком замыкании) напряжение компенсации не должно снижаться до нуля, так как сигнал с датчика мощности (тока первичной обмотки), не будет нулевым. Нулевым он может быть только при полном прекращении импульсов ШИМ.
При отсутствии нагрузки на выходе блока, у нас имеется минимальная нагрузка в виде выходного резистора на плате, без которого не один импульсный блок вообще работать не будет.

Методика расчёта и настройки схемы примерно следующая:

1) Сначала нужно измерить значение напряжения на конденсаторе 10нФ, интегратора датчика защиты, при максимальном выходном напряжении (в случае наличия регулировки выходного напряжения в вашем проекте), на холостом ходу блока, это будет Up1, и при максимальном желаемом токе нагрузки, и выходном напряжении, это будет Up2.

2) Далее рассчитать соотношение резисторов делителя для прямого входа второго усилителя ошибки, так чтобы напряжение на входе этого усилителя, при максимальном выходном токе (и напряжении) блока, не превышало 5 Вольт (внутрениий источник опорного напряжения TL494), лучше меньше, скажем 4 Вольта. Общее сопротивление делителя не столь критично, нужно лишь чтобы оно с одной стороны не было сильно большим, иначе будет повышенная чувствительность к токам утечки и помехам, и с другой стороны не сильно малым, чтобы не влиять на работу самого триггера защиты, в частности увеличение пульсаций этого сигнала. Оптимально будет 100-200 кОм.

Читайте так же:
Однофазные стабилизаторы напряжения переменного тока

3) Далее самое сложное, рассчитываемподбираем на практике, номиналы компенсирующей цепи. Напряжение компенсации, на инверсном входе второго усилителя ошибки, при отсутствии напряжения на выходе блока, должно быть не ниже (а немного выше) Up1, иначе второй усилитель ошибки вообще не даст блоку включится. При максимальном же напряжении на выходе блока, компенсирующее напряжение должно быть равно Up2.

На схемах указаны значения номиналов резисторов, ёмкостей интегрирующего и «антивозбудного» конденсаторов, и напряжений для моего экземпляра блока питания. Их можно использовать в качестве ориентировочных, но настраивать всё равно придётся под конкретный экземпляр блока питания.
Данную схему, как сказано выше, удобно использовать, когда высокая точность ограничениястабилизации тока не требуется, и шунт ставить по ряду причин не целесообразно, в частности при больших максимальных токах, более 10 Ампер, когда шунт будет иметь большие габариты и температуру.

На второй схеме, показан вариант с двумя стандартными фиксированными выходными напряжениями, его я и сделал для своего шуруповёрта.

Лабораторный блок питания 0-30В 1А с ATX

Представляем универсальную самодельную конструкцию — регулируемый лабораторный блок питания, построенный с нуля, и дополнительно модификацию старого, но все еще работающего блока питания ATX, как источника более мощного тока и нескольких напряжений (которых вечно не хватает на тестах).

Схема стабилизатора

Стабилизатор источника питания — хорошо известная схема на операционных усилителях, с популярными измерителями ICL7107 и термоуправляемым регулятором скорости вращения вентилятора охлаждения (хотя можно обойтись просто радиатором побольше).

В конструкцию стабилизатора было внесено несколько изменений, в том числе увеличение значений резисторов R7 и R18, что способствовало плавной настройке ограничения тока в диапазоне 1 А. Силовой транзистор был заменен на TIP31A, а диоды для выпрямления на ток 2 A из-за габаритов и экономии, потому что в столе уже были такие элементы. Трансформатор, который помещён в блок питания, имеет конечно слишком мало силы, он будет заменен в ближайшем будущем на тороидальный 150 Вт.

Регулятор скорости вращения вентилятора основан на стабилизаторе LM317, а также на термисторе NTC, расположенном рядом с силовым транзистором.

На основной плате устройства имеется вспомогательный источник питания для А/В-метров и терморегулятора, выполненный на выпрямительном мосте, конденсаторе фильтра и стабилизаторе LM7805. Оба стабилизатора размещены на небольшом радиаторе, который довольно сильно нагревается. Вспомогательный источник питания подключен к отдельным трансформаторным отводам, то есть на него идёт 12 В переменного тока.

Шунт из резистора 0,1 Ом 5 Вт гарантирует довольно стабильные показания. Все платы были спроектированы с нуля. Они изготовлены методом термопереноса.

Корпус БП

По экономическим причинам решено было использовать корпус от сгоревшего блока питания ATX. Ненужные отверстия запаяны металлическими пластинами, которые были заполнены полиэфирной смолой. Все покрашено в черный цвет акриловой краской.

Запуск блока питания

Когда дело дошло до первого запуска, то это стоило немало нервов, поскольку БП не хотел толком работать, и причиной стала микросхема на плате. Также сгорел один операционный усилитель, из-за неправильно подключенного транзистора Q1. Кроме того, вольтметр не хотел работать сразу, что проявлялось в скачках показаний. Причиной был неисправный конденсатор на измерительном входе. Ну и вишенка на торте — случайно сжег одну ICL7107.

Преобразование старого блока питания ATX

Вся операция состояла из косметических изменений, то есть размещения гнёзд на передней панели, светодиода указывающего работу и выключателя питания.

Соответствующие контакты также были закорочены, так что источник питания работает сразу после включения питания сети 220 В. Он очень хорошо работает в качестве блока питания для сверлилки печатных плат и в то же время не занимает рабочее место.

Амперметр должен измерять ток до 9.99 A, но при более высоких токах падение напряжения на выходе будет весьма значительным, и, следовательно, мощность, выделяемая на шунте, будет также значительной, что может привести к его нагреву, изменению сопротивления и, как следствие, значительной погрешности измерений. Например, для тока 10 А падение напряжения на резисторе 0,1 Ом составит 1 В, что даст разделенную мощность, равную 10 Вт (P = U • I). Конечно вы можете использовать резистор значительно большей мощности, но это будет довольно неуклюжее решение. Будет гораздо лучше использовать шунт с более низким сопротивлением или резистор 0,01 Ом и соответственно изменить делитель напряжения на входе амперметра.

Что касается текущей эффективности 1 А, конечно этого иногда недостаточно. Первоначально предполагалось 2 А, но проблема возникла с размещением элементов в корпусе, особенно с большим радиатором, поэтому решено использовать 1 А. Тем не менее, не исключается возможность обновления конструкции до 2 А в будущем, при этом потребует установки радиатора снаружи корпуса.

Читайте так же:
Регулируемый стабилизатор тока транзисторе

Во всяком случае, этот регулируемый источник питания должен использоваться скорее для запитки небольших схем. Для питания дрелей печатных плат и других энергоемких устройств подключается старый ATX.

Магнитный стабилизатор

Принцип работы стабилизатора

Надлежащее регулирование — важный момент в выборе и проектировании импульсных источников питания.
В источниках питания с множеством выходов, где управлять нужно непосредственно каждым выходом, разработка может быть усложнена такими вещами как дополнительные схемы, радиаторы, больший размер, и т.д. Продолжающаяся потребность в более
компактных и надежных импульсных источниках питания пробудила возобновленный интерес в хорошо отлаженной методике управления — магнитный усилитель. Магнитный усилитель подразумевает более высокую плотность мощности, простую схему управления, очень хорошее регулирование, высокую частоту работы и высокую
производительность. Эта статья описывает использование магнитного усилителя в импульсных источниках питания. Для данного применения рекомендуются три основных материала сердечника :

* 1 mil Permalloy 80 — лента пермаллоя толщиной 0,0254мм.
* 1/2 mil Permalloy 80 — лента пермаллоя толщиной 0,0127мм.
* Аморфный материал на основе кобальта.

Используя такой сердечник с прямоугольной петлей гистерезиса, обеспечивается управляемая задержка в переднем фронте импульса во вторичной цепи трансформатора. Один или более выходов могут быть независимо и точно отрегулированы без потерь присущих линейным регуляторам. В случаях, когда электрические токи выходов высоки (более одного или двух ампер), преимущества регуляторов, основанных на насыщении сердечника, становятся более существенными.

Рис. 1. Типовая схема импульсного блока питания.
На рисунке 1 показана блок-схема типового многоканального блока, в то время как на рисунке 2 показана схема регулирования.

Рис. 2. Схема регулирования.
Для простоты примера показан прямоходовой тип преобразователя, но методика одинаково полезна в обратноходовом (flyback) и (push-pull) преобразователях. Осциллограммы, объясняющие принцип работы показаны на рисунке 2. В широтно-импульсном модуляторе (ШИМ) первичной шириной импульса управляют, измеряя 5В выход, сравнивая его с опорным, и используя сигнал ошибки для корректировки продолжительности импульса. Если бы не было никакого насыщаемого дросселя в канале, выход 15В был бы «наполовину отрегулирован»,
используя основной канал управления который обеспечил бы линейное регулирование. Но тогда выходное напряжение будет зависеть
от нагрузки и температуры. Для обеспечения на выходе 15В постоянного напряжения, среднее значение исправленной формы сигнала который подается на фильтр L, должно быть 15В.
Учитывая высоту импульса 50В и период повторения 10мкc, необходимая ширина положительного импульса
в точке e2 должна быть:
PW = (15В/50В)•10мкc = 3мкc
Поскольку входной импульс (e1) шириной 4мкc, насыщаемый дроссель должен задержать передний фронт импульса на 1 мкс. А так как амплитуда импульса 50В, мы можем сказать, что дроссель должен погасить 50В•1мкc, или 50 вольт-микросекунд. Чтобы это произошло, дроссель должен накопить это количество энергии в первой половине цикла и отдать это количество энергии во время каждой второй половины цикла. Осциллограмма в точке e2 иллюстрирует это. Когда на вход дросселя подается обратная полярность, диод CR1 открывается и позволяет усилителю ошибки A1, зафиксировать» напряжение после дросселя на уровне -37.5В. Суть состоит в том, что дроссель подвергнут обратному напряжению 50В — 37.5В = 12.5В продолжительностью 4мкc, производя гашение накопленной энергии величиной:
/ = 12,5•4 = 50 В•мкc
Т.е. ровно столько, сколько накопил.
Поскольку выходное напряжение изменяется, усилитель ошибки изменит это значение, чтобы гарантировать, что выход отрегулирован на напряжение 15В, несмотря на изменения напряжения выпрямителя, и т.д.
Осциллограмма первичного электрического тока, ip, показывает увеличение тока, когда дроссель насыщается и начинает передавать ток выходному фильтру. В этом есть незначительный плюс: первичный транзистор переключения уже включен и насыщен и следовательно выход 15В, не включает в себя потери переключения в транзисторе.
Расчет насыщаемого дросселя производится в три шага:
Расчет стабилизатора

1. Определить выдержку в вольт-секундах.
Это необходимо, чтобы задержать передний фронт импульса и достигнуть необходимого выходного напряжения. Здесь, проектировщик должен решить, должен ли выход быть способен к независимому «выключению» (для защиты от короткого замыкания или выключатся от внешнего логического сигнала), или просто регулировать установленное значение.
Выдержка = Исключенная Область Импульса = /
/ = V • t
Где V = амплитуда импульса, а t = задержка переднего фронта.
Случай 1 — Выключение. Необходима выдержка, размером с область всего положительного импульса. В схеме на рисунке 2 выдержка была бы равна: 50 В • 4мкc = 200 вольт-микросекунд.
Случай 2 — Только регулирование . Предполагаем, что фильтр выхода спроектирован для непрерывной передачи энергии, дроссель должен только достаточно уменьшить входную ширину импульса, чтобы снабдить необходимым средним значением напряжения (равным выходному постоянному напряжению) выходной фильтр.
В обоих случаях, нужен «запас» для переходных процессов по входу регулятора. Этот комментарий имеет отношение к выбору количества витков вторичной обмотки трансформатора, который питает регулятор. Этот выбор должен предшествовать вычислению вольт-секунд, которые должен выдержать дроссель. Например, мы намереваемся сделать диапазон управления ±20% т.е. позволить ширине импульса увеличиваться или уменьшаться на 20 %, когда ток нагрузки увеличивается или понижается. Чтобы позволить ширине импульса увеличиваться, входная ширина импульса должна быть на 20 % больше чем номинальный импульс на выходе дросселя. В зависимости от частоты работы и используемого сердечника, нужно позволить дополнительный запас из-за возрастания электрического тока в сердечнике после того, как он насыщен. Это происходит в процессе одной микросекунды. Все это подразумевает, что вторичное напряжение должно быть по крайней мере на 20 % выше, чем необходимо для установления расчетного выходного напряжения при отсутствии насыщаемого дросселя. Чтобы позволить ширине импульса уменьшаться, дроссель должен быть способен погасить дополнительное количество вольт-секунд, чтобы уменьшить ширину импульса на 20 % ниже номинального значения.
Тогда в цепи на рисунке 2, в режиме “только регулирование” потребовалась бы выдержка / = 50В • 1мкc + 20 %, или 60 В • мкc.
2. Выбрать сердечник.
Есть два популярных метода определения размера необходимого сердечника. Каждый приводит к нахождению минимальной относительной габаритной мощности, WaAc, для обеспечения необходимой выдержки и выбора размера провода (который определяется повышением температуры). Один метод (1) начинается с расчета желаемого повышения рабочей температуры и габаритной мощности, которая задает геометрию сердечника и коэффициент заполнения . Другой требует начального выбора размера провода, который должен быть оценен основываясь на предположении окончательной рабочей температуры. Хотя последний метод по общему признанию прагматичен, он популярен из-за своей простоты.
В последнем методе шаги следующие:
► Выбераем размер провода(его сечение, Аw) , основываясь на электрическом токе. Разумное значение — 0,322мм2 (500 c.m.) на ампер тока (среднеквадратичное значение) для повышения температуры от 30 до 40 градусов.
► Выбираем материал сердечника, чтобы определить плотность потока насыщения, Bm. В этом приложении квадратный Permalloy 80 является хорошим выбором, так как у него низкие коэрцитивные силы и прямоугольная петля гистерезиса. Его плотность потока насыщения приблизительно равна 7000 гауссов (0,7 тесла).
► Выбираем коэффициент заполнения, K, используя значения от 0.3 до 0.5, для приложений с более низкими значениями мощности.
► Вычисляем WaAc следующим образом:

► Выбираем сердечник из таблиц выбора, находящихся здесь (см. Источники) или на стр 58-61 каталога TWC-400 с по крайней мере таким же значением относительной габаритной мощности. При этом, должна быть выбрана толщина ленты, и значения в столбце WaAc (стр 58-61) должны быть изменены согласно примечанию 3 внизу страницы. Лента толщиной 0.0005 и 0.001 дюйма рекомендуются для частот до 100 кГц, с сердечниками на более тонких лентах, найденными в каталоге, возможна работа на более высоких частотах.
В схеме на рисунке 2 электрический ток во время проводимости сердечника равен 10A, с коэффициентом отношения — 15/50, или 0.3. Таким образом электрический ток равен:
(102 • 0.3)0,5 , или 5.5A. Соответствующий размер провода — с площадью поперечного сечения, Аw, равной 2581 c.m. (1,665мм) Напомним, что мы используем режим: “только регулирование”.
WaAc будет следующим:

Отметим, что использовался коэффициент заполнения равный 0.1, так как размер провода является относительно большим. Так как частота преобразователя составляет 100 кГц, толщина ленты 0.0005”(0,0127мм) является, возможно, лучшим выбором. В консультации к таблице на странице 58, оценка WaAc должна быть заменена приблизительным значением 0.013/0.022 (типовой коэффициент сердечников с толщиной ленты 0.0005” и 0.002” ), согласно примечанию 3 внизу страницы. Самый удобный способ сделать это — изменить значение желательного WaAc, и затем найти соответствующий сердечник в таблице. Используя этот подход, указанное значение должно быть по крайней мере 0.011×(0.022/0.013) • 106, или 0.019 • 106. Два логичных
кандидата — сердечники 5_374 и 5_063, WaAc которых (x 106) равна 0.028 и 0.026 соответственно. Для этого примера выбран сердечник 5_063 . Его площадь поперечного сечения, Ас, составляет 0.050см2, длина средней магнитной линии, МI, составляет 5.98см. Эти значения отмечены для дальнейшего использования.
3. Определить число витков
Число витков определено выдержкой (/), для получения расчетной величины на выходе регулятора:

Теперь канал управления может быть спроектирован. При этом, полезно оценить электрический ток, требуемый для размагничивания сердечника и таким образом вычислить средний ток управления, основываясь на коэффициенте нагрузки размагничивающего (отрицательной полярностью) входного импульса. Электрический ток связан с силой намагничивания следующим образом:

H не просто коэрцитивная сила при постоянном токе, а скорее значение, соответствующее колебанию потока и частоты, как показано на примере кривых на страницах 38 — 49 из каталога TWC-400. Как отмечено, это “эффект расширения петли” — увеличения коэрцитивной силы с частотой. Итак, используя схему на рисунке 2 и выбрав сердечник, необходимое число витков для него будет равно:

Завершая пример отметим, что электрический ток намагничивания вычислен следующим образом: Так как регулятору будет необходимо проходить по всей петле BH за короткое время, кривая на странице 48 Каталога TWC-400 даст типичную оценку силы намагничивания. На частоте 100 кГц у кривой 1/2mil значение H = 0.215 эрстэд(3,67951 А/м). Таким образом, у тока намагничивания будет значение:

Альтернативная реализация цепи управления показана на рисунке 3.
► Цепь управления сбросом получает питание с выхода, обеспечивая «предварительную загрузку» —
средство предотвращения тока намагничивания дросселя при подъеме выходного напряжения на нулевой загрузке.
► Сердечник размагничивается источником тока, а не источником напряжения, чтобы минимизировать сдвиг фазы передаточной функции. В этой схеме Rа ухудшает проводимость транзистора, делая передаточную функцию более независимую от транзистора. Rb и Rc просто сдвигают уровень выхода усилителя, который является ненужным, если усилитель питается от напряжения выше выходного.
► Цепи компенсации, Zf и Zi, могут быть спроектированы, используя методики для обычных
(buck-derived) регуляторов

Рис. 3. Схема альтернативной реализации цепи управления.
Отметьте, однако, что у этой схемы фактически есть две цепи обратной связи: одна через усилитель ошибки, и вторая непосредственно от выхода
через Rа и транзистор. Каждый канал схемы со средней точкой может быть стабилизирован тем же самым способом. Схема на рисунке 4 иллюстрирует это решение.

Рис. 4. Схема стабилизации со средней точкой.
Наконец, иногда полезно быть в состоянии передавать напряжение, требуемое для размагничивания, изменить его уровень, или заменить напряжение током. В этих случаях вторая обмотка может быть помещена на сердечник, с большим или меньшим числом витков чем в основной преобразующей обмотке. Например, обмотка управления с меньшим количеством витков даст меньшие колебания напряжения, но потребует большего количества электрического тока управления чем основная обмотка.
Источники

Читайте так же:
Стабилизаторы напряжения постоянного тока понижающий

Регулируемый стабилизатор напряжения на основе компьютерного БП

Валялся у меня в гараже оставшийся от апгрейда чудный блок питания Codegen 250 Вт ATX. И решил я найти ему применение. Первым делом пришлось немного доработать сам блок питания. Доработки указаны на принципиальной схеме БП красным цветом:

Как видно, диоды выпрямителя -12В заменены на более мощные (FR602 вместо FR102). Диоды должны быть обязательно быстродействующими. Дроссель фильтра -12В заменен перемычкой, на месте перемычки Р20 в моем случае стоял диод FR102, его пришлось удалить и восстановить перемычку Р20. Еще увеличена емкость выходного конденсатора по напряжению -12В с 500 до 1000 мкФ. Удалены лишние провода, оставлены по паре с выходов +12В (желтый цвет), 0В (черный цвет) и один провод -12В (синий), к последнему добавил еще один проводник для увеличения нагрузочной способности. Также оставлена пара черный-зеленый проводник для включения БП. Из соображений безопасности корпус БП отсоединен от шины 0В путем перерезания дорожек на плате. На этом доработка БП завершена, получился мощный импульсный источник +/-12В, или 24В в сумме. Если верить шильдику на БП — выходной ток до 9А. Для запуска БП необходимо соединить черный и зеленый проводники.

Теперь дело за регулятором напряжения:

Регулятор реализован на распространенной микросхеме ШИМ контроллера токового режима (current mode PWM controller) UC3843B. Стоимость микросхемы в районе 0,3 USD. Регулировка выходного напряжения осуществляется посредством переменного резистора R4. Резисторами R7, R10, R12 определяется ограничение выходного тока. Регулятор запирается при достижении напряжения на них 1В. С указанными номиналами ограничение по току 1В/(0,51Ом/3)=5,8А. В моем случае общее сопротивление 0,17 Ом, общая мощность 6 Вт. Можно применить другую комбинацию, учитывая требуемое ограничение по току и мощность. Данные резисторы должны быть обязательно безиндуктивными. Проволочные резисторы на данную позицию не годятся. Дроссель L2 имеет индуктивность 1000 мкГн, ток до 6А. В моем случае в качестве сердечника взят сердечник от трансформатора блока питания телевизоров 3УСЦТ. Обмотка имеет 70 витков эмалированного провода диаметром 1 мм., штатный зазор увеличен путем подкладывания между половинками сердечника по бокам прокладок из картона толщиной 0,25 мм. Дроссель L1 — бескаркасная катушка диаметром 20 мм, длина намотки 12 мм, 8 витков эмалированного медного провода диаметром 1,2 мм. Для жесткости катушку обмотал матерчатой изолентой. Операционный усилитель U1 служит для инверсии фазы напряжения обратной связи, особых требований к нему нет, так что подойдет любой ОУ общего применения. Диод VD1 и транзистор VT1 оснащены минимальными радиаторами.

Читайте так же:
Стабилизатор тока в казани

Разводка платы (вид со стороны элементов, размер 104*59 мм):

голоса
Рейтинг статьи
Ссылка на основную публикацию